驅(qū)動(dòng)變壓器的恢復(fù)
在驅(qū)動(dòng)MOS晶體管Q2導(dǎo)通期間的開始部分，D1和S2將導(dǎo)通。但是當(dāng)Ql已經(jīng)關(guān)斷并且基—射結(jié)間的恢復(fù)電流已經(jīng)變?yōu)榱愕臅r(shí)候，在繞組P2的電壓通過R1使Dl和S2反偏關(guān)斷。所有繞組在開始時(shí)都變?yōu)樨?fù)，同時(shí)在繞組P2中會(huì)形成電流，使磁心復(fù)位到負(fù)飽和狀態(tài)。
在飽和狀態(tài)，流過Q2和P2的電流只通過電阻Rl進(jìn)行限流，所有繞組上的電壓都為零，同時(shí)電路也復(fù)位到準(zhǔn)備狀態(tài)從而給下一個(gè)導(dǎo)通周期做準(zhǔn)備。
s1和S2之間應(yīng)該只有非常少量漏感的要求似乎與變壓器原邊—副邊之間的隔離以及漏電距離的要求有矛盾。在離線開關(guān)電源應(yīng)用中，Tl用來作為一個(gè)原邊—副邊之間的電路隔離，變壓器需要比只對(duì)功率有要求的變壓器大一些。
寬范圍比例驅(qū)動(dòng)電路
如圖1. 16.1所示電路中，如果它的輸入電壓和負(fù)載的范圍都較大，那么它將會(huì)有一些局限性，具體敘述如下。
當(dāng)輸入電壓很低時(shí)，工作周期將會(huì)變大，同時(shí)Ql的導(dǎo)通時(shí)間會(huì)遠(yuǎn)超過整個(gè)通斷時(shí)間的50%。甚者，如果負(fù)載范圍內(nèi)允許的最輕負(fù)載較小，那么輸出濾波網(wǎng)絡(luò)中的Ll就相對(duì)大到可以保持連續(xù)導(dǎo)通。在這種條件下，調(diào)整管的集電極電流小而導(dǎo)通時(shí)間長(zhǎng)。
在這個(gè)長(zhǎng)導(dǎo)通期間內(nèi)，mos驅(qū)動(dòng)變壓器Tl產(chǎn)生磁化電流，因?yàn)槔@組S1兩端出現(xiàn)了恒定的Ql基射電壓vbe由于在此期間驅(qū)動(dòng)變壓器是一個(gè)電流變流器，因此該磁化電流是輸出電流的一部分。所以這個(gè)預(yù)期的比例驅(qū)動(dòng)的比值在整個(gè)長(zhǎng)的導(dǎo)通期間內(nèi)并不是保持不變的。在此期間的結(jié)束部分，mos驅(qū)動(dòng)能力下降。為了減少它的影響，要求驅(qū)動(dòng)變壓器Tl有大的電感值。
但在導(dǎo)通期間結(jié)束時(shí)，Q2必須要在余下的短關(guān)斷期間復(fù)位驅(qū)動(dòng)變?cè)哑鞯拇判摹榱诉_(dá)到快速?gòu)?fù)位，繞組P2中每匝繞組的電壓要大，可以選用P2匝數(shù)少且采用大復(fù)位電流的方法，也可選用大的輔助電源電壓。無論用哪種方法，在Rl上將會(huì)產(chǎn)生較大的功耗。
因此，必須在電感匝數(shù)與輔助電壓之間做出折中的選擇，這在高頻情況下，電感匝數(shù)與輔助電壓之間是很難針對(duì)寬范圍的控制做出優(yōu)化的，而在圖1. 16.2中的電路可以解決這個(gè)矛盾。
在圖1. 16.2的電路中，當(dāng)Q2關(guān)斷時(shí)，電源通過Rl和Q3對(duì)Cl快速充電，Q3通過其基極驅(qū)動(dòng)電路P2、D2和R2強(qiáng)行導(dǎo)通。在Q2關(guān)斷和Ql導(dǎo)通時(shí)，所有繞組同名端的極性都為正。
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